总结在半导体表面生长一层绝缘的氧化层再在上面做金属栅极。栅极与导电沟道之间是绝缘的靠电场感应来开通而不是靠电流注入。解决问题电压控制高输入阻抗栅极几乎不需要持续电流维持导通不耗能。开关极快单极型器件没有少子存储拖尾。这让高频开关电源成为可能。便于大规模集成结构小、功耗低CPU 能塞进上百亿个晶体管。局限性在高压下表现糟糕。MOS 管的导通电阻随耐压等级呈指数级增长。一个 1200V 的高压 MOS其导通电阻会大到不可接受发热严重成本飙升。它把水龙头升级成了电动阀门手指一按就开再按就关省力又快速。但这个阀门一到高压大水流场景自己就发软使不上劲。一、认识MOSFET1.1 结构、符号与工作原理Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor——金属氧化物半导体场效应晶体管MOS是一种电压控制型、高输入阻抗的半导体器件通过栅极电压来控制源极S和漏极D之间的电流通断和大小。结构栅极GGate栅极与半导体不直接连接控制为电容式。源极SSource载流子从源极出发经沟道流向漏极。漏极DDrain漏极承受反向耐压与衬底形成PN结反偏时耐压的核心来源。衬底BBodyP型衬底通常与源极短接避免衬底偏移效应体效应。如果衬底和源极存在反向电位差会加宽耗尽层导致开启电压Vth漂移。1.2 分类与特性对比MOSFET按导电沟道可分为P沟道和N沟道P沟道空穴导电N沟道电子导电按工作模式可分增强型和耗尽型增强型VGS0时关断耗尽型VGS0时导通按芯片制造工艺可分为Planar、Trench、SGT和SJPlanar MOS——平面型MOSTrench MOS——沟槽型MOSSGT MOS——屏蔽栅沟槽型MOS——Split Gate TrenchSJ MOS——超结MOS——Super-juction MOS与P沟道MOS对比N沟道MOS的载流子是电子相同面积下导通电阻小且工艺成熟成本低。二、深入特性与关键参数2.1 极限参数与降额VDS、ID、PD2.2 静态特性Vth、Rds(on)、gfs、IDSS……2.3 动态特性Ciss/Coss/Crss、Qg/Qgs/Qgd、开关时间2.4 体二极管与寄生双极型管效应2.5 安全工作区 (SOA) 与雪崩耐量 (EAS)2.6 热特性热阻、热模型静态参数静态参数测试的是测量器件在稳态工作时的电气特性验证器件能否满足基本的工作要求。VDS——Drain-Source Voltage 漏源耐压1.器件最小击穿电压漏源两端最大允许施加电压2.应用中序考虑RBSOA反向偏置安全工作区VpeakL*di/dt器件应用频率越高对电压耐受要求越高3.需结合可靠性测试HTRB、H3TRB、UHAST考量电压应力对器件寿命的影响ID——Drain Current 连续漏极电流1.电流值受结温TJmax和键合线承载能力限制2.计算公式IDTJmax-Tc/RDSonTJmax*RʘJC其中RDSonTJmax需结合导通电阻-温度曲线计算不可以直接采用额定电流下的导通电阻3.需要参考ID-Tc曲线确定不同壳温下的实际允许电流4.可靠性需要通过TC、IOL测试验证VGSth——Gate-Source Threshold Voltage 栅源阈值电压1.温度越高阈值电压越低2.需要测试小电流VTH10-50uA、大电流VTH0.75mA和Delta VTH考量栅极氧化层多晶硅颗粒、栅极沟槽缺陷等质量风险RDSon——Drain-Source On-State Resistance 导通电阻1.温度升高导通电阻增大2.电流增大导通电阻略上升3.典型值typ基于FT测试数据从NN≥30颗样品中筛选最接近平均值的样品确定动态参数动态测试是测器件在开关过程中的瞬态特性验证器件能否在高频、高功率场景下高效工作Qg——Gate Charge Total 总栅极电荷用于计算驱动所需功率Qg越小驱动电流越小驱动损耗越低Qrr——Body Diode Reverse Recovery Charge 体二极管反向恢复电荷1.二极管从正向电流切换到反向条件后反向电流对时间的积分2.diF/dt增大Qrr减小3.高温下Qrr会显著增加导致反向恢复损耗上升tdon——Turn-On Delay Time 开通延迟时间栅源电压达到10%VGS到漏极电流达到10%ID的时间寄生参数Cgd栅漏电容米勒电容最关键引起米勒效应影响开关速度与dV/dt抗扰能力Cgs栅源电容决定开通速度驱动需先充电至阈值电压Cds漏源电容影响关断电压振荡软开关中影响谐振频率输入电容Ciss Cgd Cgs输出电容Coss Cgd Cds米勒电容Crss Cgd本文以增强型N沟道平面MOSFET为例进行分析四、米勒平台当VGS0V时处于截止状态栅极不加电压N区与P衬底之间会因为载流子扩散与复合自发形成一个缺少自由载流子的耗尽层空间电荷区。此时漏极到源极相当于两个反接的PN结不管VDS极性如何总有一个PN结反偏电流无法流过。当0VGSVth给栅极提供正向电压后当开启电压不足时栅极与P衬底会形成指向衬底的电场。P衬底中的少数载流子电子会在电场的作用下被吸引到栅极下面的绝缘层二氧化硅SiO2的下面聚集但是电子浓度仍然不足无法形成导电沟道。VGSVth电子浓度超过空穴浓度形成一个以电子为多子的沟道这个区域也叫反型层。此时在P型衬底形成一个N型沟道使DS之间导通。沟道形成以后继续在漏极施加正电压VDS电子就会从源极经过N沟道流向漏极形成漏极电流ID。这个过程中可以通过调节VGS来控制沟道宽窄进而控制电流大小。了解MOSFET还需要额外了解一个东西叫米勒效应Miller Effect米勒效应的存在使开关过程需要额外的电荷和时间影响开关速度和损耗。了解这个效应之前需要先了解电容。电容Capacitance记作C是一个储能器件。两个相互靠近的导体中间夹一层不导电的绝缘介质就构成了电容。E1/2CV²QCV电容不变的情况下电压越高储存的电荷量越大储存的能量也越高。Qit当所需的电荷量一定时充电或者放电时间越短电流越大。上升阶段t0-t1时刻栅极连接电压栅源电压VGS开始上升对栅源电容CGS充电。当VGS达到阈值Vth时沟道形成漏极电流ID出现。t1-t2时刻VGS继续上升ID随线性增大栅源电容CGS继续充电。此时漏源电压VDS保持不变。t2-t3时刻漏极电流 ID 已达到负载电流最大值并保持恒定此时 VDS 开始迅速下降。在 VDS 下降过程中栅-漏电压 VGD 发生剧烈变化需要栅极驱动电流对米勒电容 CGD 充电因此 VGS 几乎保持不变形成米勒平台。平台持续到 VDS 降至通态压降CGD 所需的米勒电荷 Qgd 全部注入完毕。t3-t4时刻VDS 不再变化米勒电容 CGD 充电结束栅极电流重新对栅源电容 CGS 充电VGS 从平台电压继续上升直到达到驱动电压MOSFET 完全导通进入低阻区。下降阶段t4-t5时刻CGS放电VGS下降栅极驱动电压撤除驱动电路开始从栅极抽取电流。栅源电容 CGS 通过驱动回路放电VGS 从最终驱动电压开始下降。此阶段 VGS 仍远高于VthMOSFET 保持完全导通VDS 仍为通态压降ID 仍为负载电流。t5-t6时刻进入米勒平台VDS开始上升当 VGS 降至米勒平台电压时MOSFET 开始退出完全导通区。此时 VDS 开始从通态压降迅速上升栅-漏电压 VGD 发生剧烈变化。根据 QCVVDS 快速上升意味着米勒电容 CGD 两端的电荷必须被抽走栅极驱动电流全部用于对 CGD 放电几乎没有电流流入 CGS因此 VGS 保持不变形成关断米勒平台。t6-t7时刻VDS升至电源电压ID开始下降米勒电容 CGD 放电完成VDS 上升至电源电压。此后 VGS 继续下降沟道开始收窄漏极电流 ID 随之减小。t7-t8时刻VGS降至Vth完全关断VGS 继续下降至阈值电压 Vth反型层消失导电沟道彻底夹断ID 降为零MOSFET 完全关断。再次声明本文以增强型N沟道平面MOSFET为例进行分析三、驱动电路MOS外部驱动电路一般情况下导通电压是10-12V关断电压是0V。SiC MOS驱动电压导通电压是18V关断电压是-5V。直接驱动单电阻回路成本极低驱动能力弱仅适用于频率10kHz低功率场景。必须加下拉电阻防止误导通推挽驱动NPN/PNP对管推挽级放大驱动电流中高频中大功率主流方案加速关断驱动增加加速二极管与小阻值关断电阻快关断减少拖尾损耗。Rg2通常为Rg1的1/3-1/2隔离驱动脉冲变压器或高速光耦电气隔离高压/工业/新能源应用 半导体器件4——MOSFET
总结在半导体表面生长一层绝缘的氧化层再在上面做金属栅极。栅极与导电沟道之间是绝缘的靠电场感应来开通而不是靠电流注入。解决问题电压控制高输入阻抗栅极几乎不需要持续电流维持导通不耗能。开关极快单极型器件没有少子存储拖尾。这让高频开关电源成为可能。便于大规模集成结构小、功耗低CPU 能塞进上百亿个晶体管。局限性在高压下表现糟糕。MOS 管的导通电阻随耐压等级呈指数级增长。一个 1200V 的高压 MOS其导通电阻会大到不可接受发热严重成本飙升。它把水龙头升级成了电动阀门手指一按就开再按就关省力又快速。但这个阀门一到高压大水流场景自己就发软使不上劲。一、认识MOSFET1.1 结构、符号与工作原理Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor——金属氧化物半导体场效应晶体管MOS是一种电压控制型、高输入阻抗的半导体器件通过栅极电压来控制源极S和漏极D之间的电流通断和大小。结构栅极GGate栅极与半导体不直接连接控制为电容式。源极SSource载流子从源极出发经沟道流向漏极。漏极DDrain漏极承受反向耐压与衬底形成PN结反偏时耐压的核心来源。衬底BBodyP型衬底通常与源极短接避免衬底偏移效应体效应。如果衬底和源极存在反向电位差会加宽耗尽层导致开启电压Vth漂移。1.2 分类与特性对比MOSFET按导电沟道可分为P沟道和N沟道P沟道空穴导电N沟道电子导电按工作模式可分增强型和耗尽型增强型VGS0时关断耗尽型VGS0时导通按芯片制造工艺可分为Planar、Trench、SGT和SJPlanar MOS——平面型MOSTrench MOS——沟槽型MOSSGT MOS——屏蔽栅沟槽型MOS——Split Gate TrenchSJ MOS——超结MOS——Super-juction MOS与P沟道MOS对比N沟道MOS的载流子是电子相同面积下导通电阻小且工艺成熟成本低。二、深入特性与关键参数2.1 极限参数与降额VDS、ID、PD2.2 静态特性Vth、Rds(on)、gfs、IDSS……2.3 动态特性Ciss/Coss/Crss、Qg/Qgs/Qgd、开关时间2.4 体二极管与寄生双极型管效应2.5 安全工作区 (SOA) 与雪崩耐量 (EAS)2.6 热特性热阻、热模型静态参数静态参数测试的是测量器件在稳态工作时的电气特性验证器件能否满足基本的工作要求。VDS——Drain-Source Voltage 漏源耐压1.器件最小击穿电压漏源两端最大允许施加电压2.应用中序考虑RBSOA反向偏置安全工作区VpeakL*di/dt器件应用频率越高对电压耐受要求越高3.需结合可靠性测试HTRB、H3TRB、UHAST考量电压应力对器件寿命的影响ID——Drain Current 连续漏极电流1.电流值受结温TJmax和键合线承载能力限制2.计算公式IDTJmax-Tc/RDSonTJmax*RʘJC其中RDSonTJmax需结合导通电阻-温度曲线计算不可以直接采用额定电流下的导通电阻3.需要参考ID-Tc曲线确定不同壳温下的实际允许电流4.可靠性需要通过TC、IOL测试验证VGSth——Gate-Source Threshold Voltage 栅源阈值电压1.温度越高阈值电压越低2.需要测试小电流VTH10-50uA、大电流VTH0.75mA和Delta VTH考量栅极氧化层多晶硅颗粒、栅极沟槽缺陷等质量风险RDSon——Drain-Source On-State Resistance 导通电阻1.温度升高导通电阻增大2.电流增大导通电阻略上升3.典型值typ基于FT测试数据从NN≥30颗样品中筛选最接近平均值的样品确定动态参数动态测试是测器件在开关过程中的瞬态特性验证器件能否在高频、高功率场景下高效工作Qg——Gate Charge Total 总栅极电荷用于计算驱动所需功率Qg越小驱动电流越小驱动损耗越低Qrr——Body Diode Reverse Recovery Charge 体二极管反向恢复电荷1.二极管从正向电流切换到反向条件后反向电流对时间的积分2.diF/dt增大Qrr减小3.高温下Qrr会显著增加导致反向恢复损耗上升tdon——Turn-On Delay Time 开通延迟时间栅源电压达到10%VGS到漏极电流达到10%ID的时间寄生参数Cgd栅漏电容米勒电容最关键引起米勒效应影响开关速度与dV/dt抗扰能力Cgs栅源电容决定开通速度驱动需先充电至阈值电压Cds漏源电容影响关断电压振荡软开关中影响谐振频率输入电容Ciss Cgd Cgs输出电容Coss Cgd Cds米勒电容Crss Cgd本文以增强型N沟道平面MOSFET为例进行分析四、米勒平台当VGS0V时处于截止状态栅极不加电压N区与P衬底之间会因为载流子扩散与复合自发形成一个缺少自由载流子的耗尽层空间电荷区。此时漏极到源极相当于两个反接的PN结不管VDS极性如何总有一个PN结反偏电流无法流过。当0VGSVth给栅极提供正向电压后当开启电压不足时栅极与P衬底会形成指向衬底的电场。P衬底中的少数载流子电子会在电场的作用下被吸引到栅极下面的绝缘层二氧化硅SiO2的下面聚集但是电子浓度仍然不足无法形成导电沟道。VGSVth电子浓度超过空穴浓度形成一个以电子为多子的沟道这个区域也叫反型层。此时在P型衬底形成一个N型沟道使DS之间导通。沟道形成以后继续在漏极施加正电压VDS电子就会从源极经过N沟道流向漏极形成漏极电流ID。这个过程中可以通过调节VGS来控制沟道宽窄进而控制电流大小。了解MOSFET还需要额外了解一个东西叫米勒效应Miller Effect米勒效应的存在使开关过程需要额外的电荷和时间影响开关速度和损耗。了解这个效应之前需要先了解电容。电容Capacitance记作C是一个储能器件。两个相互靠近的导体中间夹一层不导电的绝缘介质就构成了电容。E1/2CV²QCV电容不变的情况下电压越高储存的电荷量越大储存的能量也越高。Qit当所需的电荷量一定时充电或者放电时间越短电流越大。上升阶段t0-t1时刻栅极连接电压栅源电压VGS开始上升对栅源电容CGS充电。当VGS达到阈值Vth时沟道形成漏极电流ID出现。t1-t2时刻VGS继续上升ID随线性增大栅源电容CGS继续充电。此时漏源电压VDS保持不变。t2-t3时刻漏极电流 ID 已达到负载电流最大值并保持恒定此时 VDS 开始迅速下降。在 VDS 下降过程中栅-漏电压 VGD 发生剧烈变化需要栅极驱动电流对米勒电容 CGD 充电因此 VGS 几乎保持不变形成米勒平台。平台持续到 VDS 降至通态压降CGD 所需的米勒电荷 Qgd 全部注入完毕。t3-t4时刻VDS 不再变化米勒电容 CGD 充电结束栅极电流重新对栅源电容 CGS 充电VGS 从平台电压继续上升直到达到驱动电压MOSFET 完全导通进入低阻区。下降阶段t4-t5时刻CGS放电VGS下降栅极驱动电压撤除驱动电路开始从栅极抽取电流。栅源电容 CGS 通过驱动回路放电VGS 从最终驱动电压开始下降。此阶段 VGS 仍远高于VthMOSFET 保持完全导通VDS 仍为通态压降ID 仍为负载电流。t5-t6时刻进入米勒平台VDS开始上升当 VGS 降至米勒平台电压时MOSFET 开始退出完全导通区。此时 VDS 开始从通态压降迅速上升栅-漏电压 VGD 发生剧烈变化。根据 QCVVDS 快速上升意味着米勒电容 CGD 两端的电荷必须被抽走栅极驱动电流全部用于对 CGD 放电几乎没有电流流入 CGS因此 VGS 保持不变形成关断米勒平台。t6-t7时刻VDS升至电源电压ID开始下降米勒电容 CGD 放电完成VDS 上升至电源电压。此后 VGS 继续下降沟道开始收窄漏极电流 ID 随之减小。t7-t8时刻VGS降至Vth完全关断VGS 继续下降至阈值电压 Vth反型层消失导电沟道彻底夹断ID 降为零MOSFET 完全关断。再次声明本文以增强型N沟道平面MOSFET为例进行分析三、驱动电路MOS外部驱动电路一般情况下导通电压是10-12V关断电压是0V。SiC MOS驱动电压导通电压是18V关断电压是-5V。直接驱动单电阻回路成本极低驱动能力弱仅适用于频率10kHz低功率场景。必须加下拉电阻防止误导通推挽驱动NPN/PNP对管推挽级放大驱动电流中高频中大功率主流方案加速关断驱动增加加速二极管与小阻值关断电阻快关断减少拖尾损耗。Rg2通常为Rg1的1/3-1/2隔离驱动脉冲变压器或高速光耦电气隔离高压/工业/新能源应用